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Sometime ago, in this article (sorry still not in English), i described how nowadays the use of class G (or class H modulated) amplifiers for Hi-Fi installations could be a valid solution, also considering performances not only efficiency in terms of less current drawn from the mains and less dissipated power and finally heat. Modern components and some technical tricks allow to have a very smooth transition between rails, so that it is almost invisible at the scope as well; I would like to remember that, based on the IEC specifications for musical signals, above 5Khz we have only 4,5% of the total power

distribuzione potenza

It will be very difficult for a class G amplifier working on the whole audio band the use of the higher supply voltage, so the possible problem of visible “glitches” on the waveforms does not arise.

Given this, looking at Douglas Self publications and browsing among some PRO amplifier schemas, I designed a small class G amplifier, which I thought to use in my HT setup, undecided between 5 mono units and a 5 channel one, even if I was not able to build them yet.

Here is the schema, like i put in LTSpice for simulation

It is a classic “mirror” topology with double differential input and double voltage amplifier stage (VAS), in an Emitter Follower configuration; also the output stage is an Emiter-Follower. So basically we have a classical and very well tested schema, capable to give very good distortion figures. The two supply voltages are 22/44 but we can use up to 25/50 without shatter the 2Ohm behavior.

The input stage uses the 2N5401/2N5550 pair, the same for the first VAS transistor, but we can use also the MPSA06/MPSA56, or others with the same pin layout. I used the BC547B/BC557B in the current mirrors, just keep in mind that changing the transistor here will change the associated VBE and finally the current that will flow at idle in the VAS: in that case some resistors will need to be changed to revert to the current schema values.

The input stage is biased at around 2.4mA per side and the VAS at around 7mA; each output stage transistor is biased at 30mA (but obviously You can change it); due to the high working current of the input stage it is highly degenerated with the 4 resistors marked {Rdeg}, which I set to 220Ohm. The remaining of the compensation is given by the to 68pF capacitors around the VAS.

Let’s take now a look at the output stage: the part working with the lower supply is a standard Emitter Follower with the MJE15034/MJE15035 as driver and the recent NJW1302/NJW3281 pair, basically another version of the famous MJL1302A/MJL3281A, but in a TO218 (TO3P) package instead of the TO264; it is possible to use whichever model in that case. On the PCB I’m working on I’m using a TO218 case, but we can use also the TO247 one which has almost about the same dimensions: the MJW1302/MJW3281 use that case (I have several of them).

The part of the output working with the higher supply is built with the same approach (E-F), but is configured to receive the required voltage swing to be activated. Unlike the old article, where the outer stage point of activation is given by a Zener in the bias chain (between the VAS and the VBE multiplier), in this schema I’m using the “bootstrapping” technique.

Basically the output voltage is connected to the higher supply rail by means of a zener biased by a resistor connected to that rail; the signal between the zener and the resistor is sent, through a diode, to the driver of the outer section, allowing it to start conduct before the output meet the lower supply. At this point the diode in series with the lower supply shut off and only the higher supply rail is modulated to the load. this stage is marked on the schema with “POS STEP” (“NEG STEP”  for the negative side) together with a filter built on a 8.2KOhm resistor and two 150pF capacitors, which allow for an additional smooth transition with the rails at higher frequency: this filter is reported also on Patent #5387876.

The bootstrapping approach, instead of the one with the zener in the bias chain, allows to have a higher output voltage (and thus more power) because no additional V are lost before the output stage.

This is the 20Khz sin wave simulated with a 4Ohm load near the maximum power

As You can see no “glitches” are present; on the second wave You can note a sort of bulge on the red data, which is a little anticipated voltage switch with smoother transition; on the first wave it is not visible but I’m pretty sure this is a limit of the simulation software. Going down with the frequency this bulge become less visible till vanish at around  10KHz, where the switch of the diode is not able to produce artifacts on the output signal; furthermore the better is the Shottky diode  used the better is the switching behavior.

On the box over the waves You can see how the switched (sorry modulated 🙂 ) supply voltage is around 2.3V over the output signal; we could try to further “mask” the switch off behavior of the diode by increasing this difference. In the schema I used the 5,6V 3W 1N5919B zener, so due to its power rating we could increase its bias, or replace with for example the BZX84C6V2L and reducing the current in order to not go over its specification; using a 10KOhm resistor with the BZX the supply voltage settle to around 4V over the output. Do not set this difference too high because You will lower the overall efficiency. i the PRO world for example, where the rails are at least 45/90, tipical values are from 9V to 12V.

In the following two images we can see the comparison, in term of dissipated power and efficiency, between this class G amplifier and the same configured as a class B one, using only the higher supply voltage and continuing to use the whole 8 output power transistor. I set the total bias of the two schemas to be the same, so giving 60mA each output to the class G and 30mA each to the class B. the graphs were simulated using a 1Khz sin wave over an 8Ohm load.

Disspated power


A remarkable difference, particularly at levels of average usage.

Let’s now see the differences with a real musical program: here LTSpice helps with its capability to load wave files as input signal; for this test I used 16s of the refrain of Lady Gaga “Poker Face” (where she starts with “Can’t read my, Can’t read my…”)

Class G

pout: AVG((v(out))*i(rout))=21.3676 FROM 0 TO 16
pdiss: AVG(((v(vpos)-v(vtrout))*ic(q24)*4)+((v(vl+)-v(vtrin))*ic(q19)*4))=18.5003 FROM 0 TO 16

Class B

pout: AVG((v(out))*i(rout))=21.3662 FROM 0 TO 16
pdiss: AVG((v(vpos)-v(vtrin))*ic(q24)*8)=36.2656 FROM 0 TO 16

We can see how the dissipated power of the class G is almost half that of class B; the difference is even higher for programs with higher dynamic excursion (like i verified with “Time” contained in the GOLD CD version of “Dark Side Of The Moon”).

A stereo module built on this circuit can be put inside a case like this using an heatsink 30cm long, 4cm high and with fins of 3cm.

The main issue here is the power transformer, which should be difficult to find in order to be fitted in a 40mm case, due also to the fact the a good level of VA is required to correctly drive loads below 8Ohm.

I asked Canterbury Windings a couple of 160VA transformers with GOSS band and electrostatic screen between the primary ad the secondaries, with a total height of 38mm. This transformer has also been inserted in the available products and its model is

Type: TM155A

Continuous power rating: 160VA
Primary: 230V @ 50Hz
Electrostatic screen
Secondaries: 4 x 16.5V @ 2.42A rms
GOSS band
Dimensions: approx 136x38mm
Mounting: M8 x 30mm bush in a potted centre
Extended lead time on this item


At that time Terry told me that without the electrostatic screen some further VAs could be gained for the same dimension.

In the meanwhile I’m working to a PCB for a stereo module, with power supply included, separate bridge rectifiers and supply capacitor for each channel.

Un po’ di tempo fa, in questo articolo, ho descritto come ormai l’impiego dei finali in classe G (o H modulata) in campo Hi-Fi possa considerarsi una soluzione adeguata anche considerando le performance, oltre che dal punto di vista dell’efficienza, sia come risparmio di corrente assorbita che come risparmio nella potenza dissipata e quindi calore generato. I moderni componenti disponibili e alcuni accorgimenti tecnici rendono lo switch tra una tensione e l’altra praticamente inavvertibile sulla forma d’onda anche alle frequenze più elevate; mi preme ricordare che in base alle specifiche IEC, per quanto riguarda un programma musicale, oltre i 5Khz rimane circa il 4,5% della potenza

distribuzione potenza

quindi risulterà molto difficile per un amplificatore in classe G che opera su tutta la banda utilizzare la tensione di alimentazione più alta, quindi l’eventuale problema di “glitches” presenti sulla forma d’onda non si pone.

Detto questo sfruttando le publicazioni di Douglas Self e curiosando tra alcuni schemi di finali professionale reperibili in rete, ho disegnato un piccolo finale in classe G, che avevo inizialmente previsto di utilizzare nel mio impianto HT, indeciso tra 5 componenti mono oppure un modulo a 5 canali, ma che non sono ancora riuscito a realizzare.

Di seguito lo schema, così come è stato inserito in LTSpice per la simulazione


Si tratta di una classica configurazione “mirror” con doppio differenziale d’ingresso e doppio amplificatore in tensione (VAS) in configurazione emitter follower; anche lo stadio d’uscita è un tipico emitter-follower. Quindi di base abbiamo di fronte uno schema abbastanza standard e collaudato, ma che è in grado di fornire ottime performance dal punto di vista della distorsione. Le due tensioni di alimentazione sono 22/44 ma ci si può tranquillamente spingere fino a 25/50 senza pregiudicare il funzionamento su 2Ohm, se  per caso si pensa di usare questo carico.

il differenziale di ingresso usa la coppia 2N5401/2N5550, cosi come il primo transistor del VAS, ma si possono usare indifferentemente anche gli MPS06/MPSA56 o altri dalla piedinatura identica; per lo specchio di corrente (current mirror) ho usato i BC547B/BC557B, tenete solo presente che cambiando transistor cambia la tensione VBE e quindi di conseguenza la corrente che scorrerà nel VAS, per cui sarà necessario modificare il valori di alcune resistenze. Ricordatevi che i transistor BC hanno la piedinatura invertita rispetto agli MPSA e 2N…

Per quanto riguarda la corrente di lavoro lo stadio di ingresso è polarizzato a circa 2.4mA per ramo mentre il VAS a circa 7mA per ramo; i finali invece operano con una corrente di riposo di circa 30mA (nulla vieta di cambiarla). Data l’elevata corrente di lavoro dello stadio di ingresso lo stesso è fortemente degenerato dalle 4 resistenze chiamate {Rdeg} il cui valore è 220Ohm, al fine di mantenere la stabilità di funzionamento; il resto della compensazione è fornito dal doppio condensatore da 68pF presente nel VAS.

Vediamo ora il funzionamento dello stadio finale: la parte che lavora alla tensione più bassa è un normale emitter follower, con gli MJE15034/MJE15035 come driver e i recenti NJW1302/NJW3281, praticamente una versione riveduta degli MJL1302/MJL3281 nel contenitore TO218 invece che nel TO264, ma praticamente è possibile usare qualsiasi modello disponibile in tale contenitore. Nel PCB che sto preparando ho previsto finali in contenitore TO218 (come gli NJW e simili) oppure TO247 che ha praticamente la stessa dimensione; tra i transistor in TO247 ci sono gli MJW1302/MJW3281.

La parte che lavora alla tensione superiore è fatta allo stesso modo, ma configurata per ricevere il necessario swing di tensione al fine di attivarsi; a differenza del precedente articolo, dove in sostanza la polarizzazione dello stadio a tensione più elevata avviene tramite degli Zener nella catena di bias del finale (tra i due transitor del VAS), nello schema descritto qui ho adottato la cosiddetta tecnica di “bootstrapping”.

In sostanza l’uscita dell’ampli è collegata alla tensione più alta tramite uno zener polarizzato da una resistenza; il segnale presente tra la resistenza e lo zener vine inviato, tramite un diodo, al driver dello stadio ad tensione più elevata, facendolo entrare in conduzione qualche V prima che l’uscita raggiunga la tensione di alimentazione più bassa. A questo punto il diodo in serie alla tensione più bassa viene “spento” e sul carico fluisce solo la tensione più alta. Questo stadio è racchiuso nel riquadro “POS STEP” (“NEG STEP” per il ramo negativo), unitamente ad un filtro composto dalla resistenza da 8.2K e dai due condensatori da 150pF, che rendono ancora più morbido lo switch tra le due tensioni alle frequenze più alte; in realtà questo filtro è citato anche nel Patent N. 5387876.

Il meccanismo di bootstrapping rispetto a quello visto nell’altro articolo permette di avere a disposizione una maggiore tensione in uscita (e quindi maggiore potenza) in quanto non si perdono i Volts di caduta sugli zener nel VAS + circuito di polarizzazione dei finali.

Questa è la sinusoide simulata a 20Khz su un carico di 4Ohm in prossimità della massima potenza d’uscita


Come si può vedere la sinusoide non presenta “glithces”; sulla seconda semionda è presente un leggero rigonfiamento che causa una sorta di anticipo nel cambio di tensione, rendendolo ancora più morbido. Sulla prima semionda tale rigonfiamento non è presente, ma sono sicuro che si tratta di un limite del software di simulazione. Scendendo con la frequenza il rigonfiamento si riduce progressivamente fino a sparire del tutto a quelle frequenze (<10Khz) dove lo switch del diodo presente sulla tensione più bassa non è più percepibile sulla forma d’onda anche senza l’uso del filtro citato sopra

Nel riquadro si nota come la tensione di alimentazione sia poco più di 2V al di sopra di quella di uscita. Volendo migliorare ulteriorimente il comportamento durante il cambio di tensione i potrebbe adottare uno zener di valore nominare più alto, perdendo un po’ in termini di efficienza; nel mio schema ho usato un 1N5919B da 5,6V 3W, per il quale aumentando la polarizzazione si può ottenere un’ulteriore innalzamento della tensione al di sopra di quella di uscita.

Nei due grafici seguenti vediamo il confronto in termini di efficienza e potenza dissipata del finale in oggetto confrontato con un finale in classe B, ottenuto praticamente dal primo togliendo l’alimentazione più bassa, connettendo gli otto transistor finali (4 per ramo) in modo classico, e regolando il bias totale per farlo coincidere con quello del finale in classe G, dove in assenza di segnale lavorano praticamente solo 4 transistor invece che 8. I grafici sono stati simulati con segnale sinusoidale ad 1KHz su carico di 8Ohm.

Potenza dissipata




Una notevole differenza, soprattutto nella zona che corrisponde all’utilizzo medio.

Vediamo ora le differenze con un programma musicale: qui ci viene in aiuto LTSpice che permette di specificare in input un file .WAV. Per questo test ho usato 16s di ritornello di Poker Face di Lady Gaga

Classe G

pout: AVG((v(out))*i(rout))=21.3676 FROM 0 TO 16
pdiss: AVG(((v(vpos)-v(vtrout))*ic(q24)*4)+((v(vl+)-v(vtrin))*ic(q19)*4))=18.5003 FROM 0 TO 16

Classe B

pout: AVG((v(out))*i(rout))=21.3662 FROM 0 TO 16
pdiss: AVG((v(vpos)-v(vtrin))*ic(q24)*8)=36.2656 FROM 0 TO 16

Abbiamo quindi una dissipazione ridotta a metà a parità di potenza erogata; se prendiamo poi un brano con una dinamica maggiore il divario è ancora più evidente.

Un modulo stereo che utilizza questo circuito può essere tranquillamente inserito in un contenitore di questo tipo utilizzando un dissipatore lungo 300mm, alto 40mm (la massima altezza interna disponibile) e con le alette profonde 30mm.

Il problema principale rimane il trasformatore, che dovendo avere comunque una potenza adeguata per gestire al meglio i moduli più bassi, risulta di difficile costruzione; io mi ero fatto costruire da Canterbury Windings due trasformatori da 160VA l’uno con anello amagnetico esterno e schermo elettrostatico tra primario e secondari, per un’altezza totale di 38mm. il trasformatore è stato poi inserito tra i prodotti disponibili con questa sigla

Type: TM155A

Continuous power rating: 160VA
Primary: 230V @ 50Hz
Electrostatic screen
Secondaries: 4 x 16.5V @ 2.42A rms
GOSS band
Dimensions: approx 136x38mm
Mounting: M8 x 30mm bush in a potted centre
Extended lead time on this item


Terry all’epoca mi aveva detto che rinunciando allo schermo elettrostatico si possono ottenere un po’ di VA in più.

Nel frattempo sto completanto anche il PCB per un modulo stereo completo di alimentatore

In questi ultimi tempi, un po’ per curiosità ed un po per effettivo interesse,  ho provato ad affrontare la simulazione di questa tipologia di amplificatori, che come noto permette di aumentare in modo consistente l’efficienza (il rapporto tra la potenza erogata e quella assorbita) rispetto ad un convenzionale  amplificatore in Classe B (o AB)

I risultati sono notevoli, e come dice Douglas Self in un suo libro “Time has come from this technology”, anche in campo HI-FI; l’aspetto più “duro” da gestire in un amplificatore di questo tipo è quello relativo ai possibili “artefatti” sulla forma d’onda in uscita per frequenze a partire da alcuni KHz, chiaramente visibili alla simulazione (ad anche all’oscilloscopio), causati dallo switch delle tensioni di alimentazione gestite da un diodo. Nel settore Pro non se ne preoccupano più di tanto, a parte Crest Audio, e quindi i “glithches” sono visilbili chiaramente anche a frequenze basse: ecco perché in campo Home Audio i Classe G sono sempre stati segregati a pilotare SubWoofers.

Con i moderni diodi Schottky e un minimo di “snubbering” gli effetti iniziano a farsi percepibili a partire da 5Khz e si riesce anche a spostarli oltre con alcuni interventi di ottimizzazione.

Questo è il dettaglio del cambiamento di tensione di alimentazione su una sinusoide a 5Khz e 72V di picco (50V Rms= 300 e rotti W su 8Ohm): l’artefatto sulle forma d’onda è praticamente inavvertibile


Ora, se si considera che normalmente in un finale in Classe G il rapporto delle tensioni è al 50% e che, nelle specifiche IEC per quanto riguarda la distribuzione dei segnali musicali, oltre i 5Khz rimane solo il 4.5% della potenza abbiamo che:

– Lo switch tra le tensioni avviene a circa ¼ del totale della potenza erogata, quindi 6dB più in basso.

– E’ praticamente impossibile per un programma musicale raggiungere la zona di switch a frequenze oltre i 5Khz, anche la “disco” più spinta

Inoltre i programmi musicali hanno un rapporto tra “average”, dove viene dissipata la maggior parte della potenza, e “picco” di almeno 10dB; quindi il livello medio del programma musicale rimarrà tutto a carico del livello di tensione più basso mentre i picchi saranno gestiti con livelli di tensioni compresi tra quello alto e quello basso: l’effetto di “mascheratura” indotto dal repentino cambio di livello renderà poi praticamente impercettibile l’eventuale aumento di distorsione indotto dagli artefatti.

E adesso il confronto tra un finale in classe B alimentato a 44V (circa 85W RSM) e polarizzato con 100mA per finale (8 in totale) ed un equivalente finale in Classe G con “rottura” a 22V e stessa polarizzazione. Il livello è stato regolato in modo che il segnale musicale raggiungesse al massimo i 35V di picco, che nel caso di segnale sinusoidale corrisponderebbero a circa 76W RMS, quindi molto vicino al clipping. Il carico è una resistenza di 8Ohm ed il tutto è stato simulato usando LtSpice

Pink Floyd – Time da "Dark Side Of The Moon" OMR (dove Gilmour inizia a cantare dopo l’intro) – 13s di "play"

CLASS G, Vlow=22 Vhigh=44 (=ClassB+ClassC)

     pout: AVG(v(out+)*i(rout))=6.25236 FROM 0 TO 13

     pdiss: AVG(( (v(vpos)-v(n011))*ic(q17) +((v(n011)-v(n022))*ic(q13)))*4)=9.42587 FROM 0 TO 13


     pout: AVG(v(out+)*i(rout))=6.2541 FROM 0 TO 13

     pdiss: AVG((v(vpos)-v(n017))*ic(q14)*8)=33.5811 FROM 0 TO 13

L’escursione dinamica di Time dall’ OMR è molto elevata e quindi la potenza media erogata molto bassa, poco più di 6W: il classe B deve dissipare ben 33W mentre il classe G si ferma a poco meno di 9W

Lady Gaga – Poker Face 14s di "play"

Pezzo dance del periodo, molto ritmato e con meno escursione dinamica di “Time”  che sicuramente evidenzierà potenze medie e dissipazioni diverse: ho preso il ritornello della canzone che in sottofondo mantiene una base dei tempi molto sostenuta, per la gioia dei Woofer da 15" e 18" 🙂 )

CLASS G +22+44 (=ClassB+ClassC)

    pout: AVG(v(out+)*i(rout))=21.233 FROM 0 TO 8

    pdiss: AVG(( (v(vpos)-v(n009))*ic(q17) +((v(n013)-v(n025))*ic(q13)))*4)=16.5577 FROM 0 TO 8


    pout: AVG((v(out+))*i(rout))=21.2306 FROM 0 TO 8

    pdiss: AVG((v(vpos)-v(n017))*ic(q14)*8)=39.352 FROM 0 TO 8

      In questo caso la potenza media erogata diventa circa 21W: la dissipazione del CLASSE B aumenta di circa 6W (39W) e quella del Classe G di circa 7W (16.5W), ma la differenza rimane ancora molto consistente, con un rapporto di circa 2,5 volte.

      Verifichiamo anche il comportamento con un diffusore simulato, il cui modulo di impedenza e la cui fase potrebbero benissimo ricondurre ad un qualsiasi diffusore commerciale: in particolare si tratta del carico simulato usato da Stereophile per i test dei finali. Come è noto ogni diffusore definito “da 8Ohm” ha dei minimi di resistenza tipicamente intorno ai 6,5Ohm e sfasamenti che spesso possono portare a condizioni di carico doppie: ad esempio 8Ohm sfasati di 45° causano una dissipazione doppia ed una potenza erogata sul carico pari a metà, così come ci sono molti punti in cui il carico risulta molto facile.

      Usando sempre il pezzo di “Poker Face” questa volta otteniamo, con gli ampli sempre nelle stesse condizioni:

      CLASSE G

      ptot: AVG(( (v(vpos)-v(n009))*ic(q17) +((v(n013)-v(n025))*ic(q13)))*4)=15.4811 FROM 0 TO 8

      CLASSE B

      pdiss: AVG((v(vpos)-v(n017))*ic(q14)*8)=38.0203 FROM 0 TO 8

      Il rapporto della dissipazione rimane ancora a circa 2,5.

      Vediamo ora le differenze in termini di efficienza, definita come il rapporto tra la potenza in input (ossia la somma della potenza media dissipata e quella erogata) e quella erogata sul carico: per gli amplificatori in classe B la teoria vuole che la massima efficienza raggiungibile sia circa il 75%, ma in realtà non è mai così in quanto tra perdite sui vari componenti, leggeri “overbias” per fare in modo che a temperature più alte lo stesso non scenda a valori troppo bassi, raramente si raggiunge il 70%. Per contro l’efficienza di un Classe G non è prevedibile a priori in quanto dipende moltissimo dal rapporto tra le tensioni di alimentazione. In questo caso continueremo ad usare il 50% per comodità e 100mA di polarizzazione per finale, che tra l’altro non sono rari in realizzazioni commerciali.


      Come si può vedere dal grafico a poco meno di 1/4 della potenza massima l’amplificatore in classe G raggiunge il 66/67% di efficienza contro il 30% circa del classe B, per cui anche ad erogazioni prossime alla potenza massima, dato il rapporto tra livello medio e di picco l’amplificatore si troverà a lavorare per la maggior parte del tempo nella zona di massima efficienza, intorno al cambio di tensione di alimentazione. Ed anche oltre il livello di switch della tensione l’efficienza rimane a livelli nettamente superiori, e con un minimo di circa il 10% di vantaggio alla potenza massima.

      Di seguito invece il grafico della potenza dissipata: il classe B dissipa circa 45W ad 1/3 circa della potenza massima e comunque rimane costantemente sopra i 35W. Al contrario il Classe G arriva a dissipare la massimo 30W a 2/3 della massima erogazione possibile e prima che i transistor esterni inizino a condurre la dissipazione totale arriva al massimo a 12W.


      Anche portando la corrente di riposo totale dell’ ampli in classe G allo stesso livello del Classe B il risultato mostra ancora il grande vantaggio del primo. Il bias totale del classe B è di 100mA per transistor finale quindi 400 per ramo di alimentazione; nel caso del classe G pur rimanendo invariato il numero di transitor finali (8) ce ne sono in solo 4 che contribuiscono all’assorbimento a vuoto, due per ramo di alimentazione. Per portarlo allo stesso assorbimento a vuoto occorre raddoppiare di conseguenza la corrente di riposo.


      In queste condizioni è possibile realizzare un amplificatore stereo da circa 70W per canale con dimensioni estremamente ridotte, in un contenitore da 1U di altezza (4cm interni); partiamo da un rapporto di dissipazione con un segnale musicale dal livello medio molto alto pari a 2,5 ad dal rapporto di circa 1,5 per la simulazione della dissipazione con segnale musicale, per cui considerando che comunque il classe G passerà la maggior parte del tempo su livelli gestibili dalla prima tensione di alimentazione fisseremo arbitrariamente il rapporto a due, suggerito anche come punto di partenza da Douglas Self nella terza edizione del libro “Audio Power Amplifiers Design Handbook”

      Sul mercato ad esempio esiste l’ Outlaw M 2200, un amplificatore mono da 200W che usa appunto un contenitore di queste dimensioni, improponibile in termini di dissipazione per un finale in classe B/AB; quindi 70W per canale risultano di dissipazione ancora più agevole. L’unico problema per un autocostruttore è rappresentato dalla necessità di avere a disposizione un trasformatore toroidale molto basso, che date le potenze in gioco deve essere di circa 300W e che presso la normale distribuzione risulta di difficile reperibilità e deve pertanto essere richiesto appositamente a qualche avvolgitore.

      Usando il foglio di calcolo citato nell’ articolo “Heatsink design and trasnsistor mounting” presente sul sito di Rod Elliot, possiamo vedere che usando un dissipatore lungo 150mm, alto 40mm e con le alette profonde 30mm (circa 1°/W) per dissipare 40W (arrotondamento in eccesso del classe B) otteniamo una temperatura dello stesso pari a circa 65°; usando la stessa profilatura per dissipare ad esempio 20W, corrispondenti ad un ampio arrotondamento in eccesso per il Classe G, scopriamo che ci bastano solo 35mm di altezza!!

      Quindi per il nostro contenitore di 1U (molto bello questo, anche per la disponibilità di accessori), possiamo ipotizzare di sfruttare tutta l’altezza interna di 40mm, che con un dissipatore lungo 300mm e con le alette profonde 30mm vedrà una temperatura massima di 61.5° su un totale di 40W dissipati dal classe G (sempre approssimati in eccesso). Se poi si volesse il contenitore completamente di alluminio si possono usare i coperchi opportuni ( e renderli ad esempio solidali al dissipatore con due piccoli profili ad L per aumentare ulteriormente il potere dissipante 🙂

      Ritorniamo ora ad approfondire l’aspetto che molto spesso continua a causare una scarsa reputazione per quanto riguarda l’uso di questa tipologia di amplificatori in applicazioni al di fuori dell’ambito PRO e PA, ossia gli spike che possono apparire sulla forma d’onda per effetto della commutazione dei diodi al cambio della tensione di alimentazione.

      Lo schema dello stadio di uscita usato per le simulazioni effettuate fino ad ora è (solo il ramo positivo):


      il nodo DRVLOW+ è collegato al ramo superiore del “VBE Multiplier” e il nodo DRVHIGH+  si collega a DRVLOW+ tipicamente tramite uno Zener, che fissa anche la soglia oltre la quale il secondo livello di alimentazione entra in gioco: con uno Zener da 2,7V si ottiene che la tensione di alimentazione VPOS sarà circa 2,3V superiore al valore di picco della tensione di uscita, ossia i transistor “esterni” inizieranno a condurre a  "tensione di alimentazione interna – 2,3”. Questo zener determina di conseguenza anche:

        • la massima potenza erogabile in quanto fissa sempre una distanza tra la tensione di picco in uscita e quella di alimentazione. Maggiore è il suo valore minore sarà la potenza erogata
        • l’efficienza dell’amplificaore, dal momento che fissa la soglia di conduzione dei dispositivi “esterni”. Maggiore è il valore e minore sarà l’efficienza in quanto i dispositivi inizieranno a condurre prima e lo faranno per più tempo (un angolo maggiore della sinusoide)
        • l’entità dell’artefatto visibile sulla tensione di uscita al momento dello switch: un valore più alto riduce l’intensità e più basso il contrario.

        2,7V costituisce un buon compromesso tra efficienza, potenza erogata, e visibilità degli artefatti, ma non è da escludere che in realizzazioni molto curate (e fortunate) possa essere ridotto in valore, cosi come d’altra parte potrebbe anche essere necessario aumentarlo: sicuramente in un amplificatore dedicato ad una banda di frequenza ristretta, fino ad esempio ad 1KHz, non solo a subwoofers, valori più bassi non dovrebbero presentare controindicazioni. Comunque dopo la simulazione sono un test reale all’oscilloscopio potrà fornire l’esito finale: su un PCB prototipo ad esempio potrebbe essere utile usare un paio di pin di un connettore “strip” per potere sostituire velocemente gli zener durante i test.

        la configurazione dello stadio di uscita riportata sopra con una tensione di uscita di 28Vp 5Khz si comporta in questo modo:


        praticamente non si avverte nulla. A 10KHz inziano a vedersi i primi fenomeni


        A questo punto mettendo una celle RC in parallelo al diodo di commutazione, sempre a 10Khz, la “deformazione” ritorna impercettibile


        A questo punto potremmo già considerarci soddisfatti in quanto oltre i 10Khz nessun programma musicale richiederà ad un amplificatore di erogare circa 1/4 della potenza disponibile. Siccome in Italia molto spesso siamo pignoli possiamo cercare di migliorare ulteriormente … arrangiando i driver “interni” in modo che prendano l’alimentazione della tensione più alta non subendo quindi la commutazione dei diodi: a fronte di una maggiore dissipazione abbiamo un comportamento quasi da primato



        in questo caso è stato usato un diodo Schottky  da 30A 100V ampiamente sovradimensionato per le esigenze di un ampli da 70W: la simulazione conferma che usando ad esempio un diodo Schottky da 20A 100V  i risultati sono ancora migliori e le alterazioni si spostano ancora più in alto come frequenza.

        Ecco i 20KHz simulati con un MBR20100 di OnSemi


        E questo, al di la della visibilità, sfido chiunque oltre i 15 anni a sentirlo . . .