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e come sempre alcune misure

Sebbene non sia mai stato un amante degli amplificatori in Classe D un po’ di tempo fa ho iniziato ad interessarmi dei moduli PowerSoft delle serie Digimod. l’idea era di utilizzare inizialmente un modulo Digimod 500 per un Subwoofer Home Theatre basato sull’altoparlante CIARE HS251, un 10” dall’ottimo rapporto qualità prezzo, e poi un modulo Digimod 1000 per un diffusore amplificato da impiegare anche come monitor, basato sul woofer 18Sound 12W500 in versione 4Ohm e Tromba 18Sound XR1064 pilotata da un driver RCF CD350. La scelta in questo caso è caduta su 18Sound per il fatto che il 12W500, nonostante l’elevata efficienza, non ha confronti in termini di estensione della risposta a parità di volume con altri modelli e/o marche, e perché la tromba è facilmente ruotabile di 90° per l’impiego come monitor e presenta una dispersione abbastanza ridotta su entrambe i piani per essere un componente “tradizionale”; ho scelto poi il  CD350 sinceramente per sperimentare cosa può essere in grado di fare un driver con bobina da 1,75” dal prezzo molto concorrenziale (69€ da www.rossinimusica.it).

Tornando ai moduli Digimod ho acquistato inizialmente il 500 da www.ggsound.it e successivamente i Digimod 1000 completi di Intergration Kit ed i cavi e gli accessori necessari alla programmazione tramite Armonia da laboratoriomusica.com di Vanis Dondi, dove ho trovato i prezzi migliori credo anche per gli altoparlanti 18Sound; Vanis inoltre è sempre stato molto gentile e disponibile sulle mie richieste di delucidazioni. Successivamente ho trovato altri 2 Digimod 1000 e due Digimod 1000NPS su Mercatino Musicale ad un prezzo molto vantaggioso.

I moduli permettono configurazioni molto flessibili in quanto praticamente tutti hanno a disposizione un connettore per collegare un modulo 1000NPS ed espandere cosi le possibilità di configurazione; il modulo DSP fornito con l’Integration Kit ha a disposizione una terza via sulle uscite 3 e 4 che permette di realizzare anche sistemi a 3 vie di notevole potenza, ad esempio con un 500 + 1000NPS oppure 1000+1000NPS con quest’ultimo ad esempio in bridge su 8Ohm.

Per quanto riguarda il loro impiego in campo professionale per quello che ne so, cercando un po’ qua e la nella rate, sono usati in diversi diffusori RCF oltre all’impiego in modo diffuso dei moduli IcePower della B&O; il DIGIMOD 1000 ad esempio è utilizzato nel TTL12-AS, mentre il TTS56-A usa 2 DIGIMOD 3000PFC.

Trattandosi naturalmente di moduli in classe D la potenza massima viene dichiarata nelle condizioni tipiche per questo tipo di configurazione, quindi con le specifiche EIAJ e all’ 1% di distorsione, come avviene anche per i finali di note marche; ma Powersoft in un documento reperibile online per questa linea “tradizionale” di moduli ha il pregio di elencare anche le potenze RMS erogabili dai moduli ed è a queste che farò riferimento nei miei test.

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Notiamo quindi che per il più piccolo Digimod 500 si dichiara una potenza di 260W RMS con carico da 8Ohm e 450W RMS per 4Ohm, unitamente alla specifiche EIAJ un po’ più permissive; inoltre vengono riportati anche i limiti quando usato insieme ad un Digimod 1000NPS, al quale fornisce l’alimentazione.

Di seguito un paio di immagini del Digimod 500 montato sul dissipatore fornito insieme all’ Integration Kit, pronto per essere testato al banco.

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Con il solito test 3s On e 15s Off a 100Hz il modulo in questione mostra ancora un’ onda pulita con 45.1V RMS con carico di 8Ohm, corrispondenti a 254W.

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I primi segnali di clipping arrivano a 46.4V corrispondenti a 270W

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L’onda è ancora molto “composta”, senza quel tipico taglio netto del clipping della maggior parte dei  finali tradizionali, e soprattutto molto simmetrico.

Passando a 4Ohm si nota che l’onda è ancora pulita a 41.1V RMS (l’immagine è un po’ mossa) corrispondenti a 422W RMS

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Mentre i primi segni del clipping si notano a circa 42.7V RMS, corrispondenti a 455W RMS, tra l’altro di nuovo con un principio di clipping molto simmetrico e abbastanza morbido; non sono in grado di misurarla ma con questa forma d’onda la distorsione è ancora molto bassa.

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Direi quindi un buon comportamento, considerando che si tratta di misure reali e non da laboratorio, quindi innanzitutto con tensione non stabilizzata e con cavo di alimentazione dell’ampli lungo circa 1,5m preso da un distributore di tensione che va alla presa a muro con un cavo da 3m , tutto con sezione di 2,5mm2.

A breve cercherò di pubblicare anche i test del modulo DIGIMOD 1000, unitamente a quelli con il 1000NPS ed in varie combinazioni; ad esempio, per simulare una tipico diffusore commerciale, una via che pilota un carico di 4Ohm (woofer) e l’altra che ne pilota uno da 8 o 16Ohm (Driver), con ad esempio una differenza di livello di 3/6dB tra le due vie che normalmente viene usata per compensare le differenze di efficienza unitamente all’equalizzazione.

Aggiornamento del 07/04/2017

In questi giorno sono riuscito a mettere un po’ al banco il DIGIMOD 1000, anche se al momento solo da solo e non accoppiato al modulo 1000NPS. Con il solito test ma con un periodo di ON un po’ più lungo del precedente, 4/5s contro 3s della precedente prova, ma sempre a 100Hz

Con un carico stereo da 8Ohm a 44V RMS (231W) per canale abbiamo ancora l’onda pulita nonostante il led del clipping sul modulo si sia già acceso: l’onda infine inizia a “piegarsi” poco oltre i 44V RMS (240W)

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Impostando invece uno dei canali con un livello di 3dB più basso  abbiamo l’onda ancora pulita a 44.3V RMS corrispondenti  a 245W, con l’altro canale che eroga poco più di 120W. Quindi ipotizzando di pilotare la classica configurazione MidWoofer+Driver tutto 8Ohm possiamo realizzare un diffusore/monitor da 300W RMS “reali” ed anche qualcosa di più, considerando che tra equalizzazione ed attenuazione di un driver da 1,75” la seconda via tipicamente erogherà da 1/2 ad 1/4 della potenza disponibile. Nonostante questo comunque consiglio di impostare il limiter della vie dedicata ai medioalti a circa 50W RMS che è anche la tipica potenza supportata da questo tipo di driver; per modelli invece con bobina da 2.5” / 3” tipicamente si viaggia tra i 90W e i 110W RMS.

Passando ai 2 canali a 4Ohm abbiamo l’onda pulita a 39,3V RMS corrispondenti a circa 386W RMS ed i primi segni di clipping a 40.3V RMS corrispondenti a circa 406W RMS; con questo test dopo circa 4s il limiter interno riduce la potenza RSM a circa 250W.

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Impostando invece uno dei due canali con un guadagno a –3dB o –6dB rispetto all’altro i 40.3V RMS diventano puliti ed il clipping iniza ad apparire a circa 41V RMS (420W). Quindi nel caso in cui l’ipotetico due vie di cui sopra si ritrova con un MidWoofer da 4Ohm riusciamo a realizzare un sistema da 450W RMS reali con un driver da 1,75” e 500W nel caso di impiego di un componente con bobina da 2,5”/3”. Non ho provato la potenza in bridge su 8Ohm ma dal momento che abbiamo il dato in stereo su 4Ohm il conto è presto fatto.

Anche per il DIGIMOD 1000 quindi le specifiche sono confermate; a breve la prova de vari moduli combinati tra di loro.

Aggiornamento del 27/01/2018

In questi giorni sono riuscito a testare il DIGIMOD 1000 collegato al DIGIMOD 1000NPS, in configurazione bridge, quindi 2 canali da 8Ohm; in questa modalità i primi segni del clipping arrivano a 34.9V RMS per ramo, quindi 69.8V RMS totali, corrispondendti a crica 610W/8Ohm per canale, praticamente di nuovo in linea con le specifiche per quella configurazione (4 x 310W/4Ohm)

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Ipotizzando quindi l’utilizzo di un DIGIMOD 500 collegato ad un 1000NPS i 3x 350W/4Ohm sono a tutti gli effetti un valore realistico, oppre 1 x 700/8Ohm (e anche più) + 1 x 230/8Ohm

Il finale Yamaha P7000S (review)

Pubblicato: 2 febbraio 2016 in Elettronica, Musica

E alcuni test…

Recentemente ho acquistato una coppia usata di finali Yamaha P7000s, in modo da pilotare 4 unità bassi, costruite con il woofer RCF L15P200AK-II; come ho fatto per altri finali in passato mi sono rivolto a Mercatino Musicale, dove li ho trovati in condizioni molto buone, ed ad un prezzo molto ragionevole, poco più di 700€ per entrambe. L’idea era di trovare una coppia di finali piùttosto che uno solo di maggiore potenza per avere maggiore flessibilità nella configurazione; li posso usare in stereo @8Ohm, o a ponte @4Ohm, ognuno che pilota una coppia di bassi. Inoltre, considerando che uso un Crest CC4000 sui mediobassi da 12”, sia a 8 che a 4 Ohm, posso provare cinfigurazioni differenti e ad esempio usare il CC4000 per pilotare i bassi in stereo @4Ohm e i due Yamaha sui 12”.

Anche per questo modello, come per il CC4000, ho letto numerosi commenti sia positivi che negativi sui vari forum; come al solito ho deciso con la mia testa e di provare. Uno sguardo agli schemi in rete ci dice che questo amplificatore ha:

  • un buon numero di transistor sullo stadio di uscita, 12 per canale; significa un buon fattore di smorzamento, meno potenza dissipata per transistor, ecc..
  • uno schema completamente a transistor per la sezione finale, con il tipico stadio di ingresso, filtri e “accessori” vari costruiti con integrati. Nella maggiore parte dei finali Pro lo stadio di ingresso della sezione finale è ad integrati; la serie P di Yamaha, come la serie CA di Crest, ha lo stadio finale completamente a transistor, con 1 solo condensatore sul percorso del segnale.
  • un interessante sistema di alimentazione (EEEngine) che sembra essere promettente in termini di potenza totale assorbita e dissipata, che si tradice in meno calore generato.

Un’ immagine dell’interno

P7000S Internal

Non sono ancora riuscito a trovare il tempo per effettuare dei test di ascolto e confrontarlo sia con il CA6 che con il CC4000, ma ho trovato un po’ di tempo per fare alcune prove al banco; ho usato come al solito il mio carico stereo da 8Ohm creato con 8 resistenze da 2Ohm 50W, che ha fronte dei 200W nominali per ramo è in grado di reggere 1000W con un “duty cicle” pari a 5 (1s ON, 5s OFF). Ho collegato il tutto ad un piccolo distributore di corrente a sua volta collegato alla presa di rete tramite una prolunga da 5m costruita con un cavo 3×2,5mm2, usando il cavo di alimentazione fornito, che trattandosi di uno 3×0,75mm2 sinceramente mi sembra un po’ striminzito e potrebbe mangiarsi qualche Watt (maggiori dettagli sulla review del CC4000). Magari ci torniamo in seguito.

Con il mio solito test da 3s on e 15s off @100Hz il P7000S clippa @675W/8Ohm, con il tester che segna 73,5V RMS, i led del clipping che iniziano ad illuminarsi e la forma d’onda come dall’immagine qui sotto.

100Hz full power

L’amplificatore quindi raggiunge pienamente le specifiche, che lo danno per 650W RMS nelle versioni per il mercato Europeo; le versioni EU (230V) infatti lasciano sul campo circa 50W rispetto alle altre, e dando un occhio allo schema questo è il risultato dell’utilizzo di un paio di induttori in serie all’alimentazione principale, il cui ruolo sinceramente non mi è molto chiaro, anche se su un forum ho letto che sembrerebbe trattarsi di una sorta di PFC, che normalmente è un po’ più complesso rispetto ad una semplice coppia di induttori.

Usando come riferimento un video visto in rete di un P7000S modificato, unitamente ad un check sullo schema che mi ha confermato che la loro rimozione avrebbe portato solo benefici (anche in termini di qualità probabilmente), mi sono deciso a scollegare i loro terminale sostituendoli con un ponticello di alcuni cm di cavo ed un paio di faston; le versioni non EU hanno un ponticello saldato direttamente sulla scheda ma il risultato è lo stesso.

Quindi l’ho provato di nuovo ed ho ottenuto circa 740W @8Ohm, con il tester che segna 77V RMS e i led del clip che iniziano a lampeggiare.

100Hz full power no coils

Come si vede l’onda è ancora “pulita”; sembra quindi che la rimozione delle bobine non solo regala qualche Watt in più (65W) ma sembra anche fornire un’alimentazione migliore ai moduli switching ed infine ai finali.

Ho ripetuto anche il test @50Hz ed il risultato è stato lo stesso, se non leggermente migliore.

50Hz full power no coils

Attualmente non ho a disposizione un numero di resistenze sufficiente per costruire un carico stereo da 4Ohm adeguato, quindi non riesco a provare amplificatori di questo taglio su quel carico senza il rischio di distruggere le resistenze, ma posso testare la configurazione a ponte @4Ohm con un minimo di margine; per questo amplificatore il datasheet riporta la potenza in bridge @4Ohm  (2Ohm stereo) solo per picchi di 20ms, ed il mio obiettivo era quello di avere un finale che configurato a ponte @4Ohm avesse le stesse caratteristiche del mio CA6 (adesso 1650W), con un minimo di margine; in questo modo quando sono utilizzati insieme forniscono almeno 3200/3300W e, cosa molto importante, senza spingere i finali al limite; attualmente con il CA6 che pilota due unità bassi e con 2 satelliti ottengo un buon bilanciamento globale, quindi con la configurazione finale da 4+4 mi viene garantito lo stesso bilanciamento, e un piccolo margine per “strafare” un po’.

Detto questo ho fatto alcune prove a ponte @4Ohm e alla fine ho deciso di fermarmi a circa 2350W RMS, 97V RMS; le due induttanza sono scollegate

4Ohm bridged

Questo è più che sufficiente per le mie esigenze,e la cosa positiva è che nessun circuir braker o altre forme di protezione/limitazione stavano intervenendo; mi preme solo ricordare che il CC4000 faceva scattare il suo circuit braker a circa 2100W @4Ohm a ponte, motivo per il quale avevo ridotto il ciclo ad 1s per potere raggiungere potenze superiori.

Come al solito ho fatto anche dei test a frequenza superiori per verificare l’assenza di artefatti dovuti ad una scarsa corrente di riposo e/o residui di alimentazione; questa volta inoltre ero ancora più curioso per il comportamento dell’EEEngine.

Questa è l’onda a 10KHz e 2.83V RMS

2.83V @10K

La stessa 10Kz a 80VPP (28,3V RMS, 100W/9Ohm)

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Molto pulite entrambe; ho poi ripetuto lo stesso tests a 15KHz ma il risultato è stato lo stesso.

Aggiornamento dell’ 08/12/2015

Oggi ho sostituito il cavo di alimentazione con un pezzo di cavo da 3×2,5mm2, come si può vedere dalla foto del confronto con l’originale.

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I risultati alla fine sono rimasti gli stessi, con l’amplificatore che eroga 77,7V RMS (755W/8Ohm) ai primi segni del clipping, cosa che conferma che il P7000S, ed anche il suo fratello minore P5000S penso, abbia una sorta di “regolazione” dell’alimentazione in grado di reggere un minimo di “undervoltage”; la tensione sui connettori della scheda era circa 227V contro 222/223V rilevati con il cordone originale.

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Di seguito alcune letture prese dal distributore di alimentazione durante i test, giusto per avere un’idea del consumo di questo amplificatore.

A riposo, senza nessun’altra apparecchiatura collegata: 60VA

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100W RMS per canale @8Ohm, compresi circa 200VA usati da una lampadina, l’oscilloscopio, il pc ed il mixer; siamo quindi a circa 470VA totali.

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200W RMS @8Ohm entrambe i canali; circa 800VA

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Al clipping @8Ohm, sempre due canali funzionanti; poco più di 1900VA totali per circa 1500W sul carico.

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Italiano

And some tests…

Recently I bought a couple of second hand Yamaha P7000S in order to driver a total of 4 bass units, built on the RCF L15P200AK-II woofer; like i did for other amplifiers in the past I took a look on on the Italian Mercatino Musicale site and found them in very good condition and for a reasonable price, little more than 700€ both. I was looking for a couple of amplifiers over a single unit of more power in order to have better flexibility in the configuration; I can use them all in stereo @8Ohm or bridged @4Ohm on two bass unit each. Moreover, considering that I currently use a CC4000 to drive the 12” mid basses in both 8 and 4 Ohm setup I can also try different configurations and for example use the CC4000 to drive the 4 bass units in 4Ohm stereo and the Yamahas for the 12”.

Also for this model, like my CC4000, I read several different comments both positive and negative on some forums; as usual in the choice I used my head and decided to give it a chance. Looking and the schematics on the net once again I found and amplifier with:

  • a good number of output devices, you can see a total of 12 per channel; better damping factor, less power per device, and so on …
  • a full transistor schema from the input to the output of the power module, while as usual input, filters and other “accessory” units are IC based. On most amplifiers the input stage of the power module is IC based; the P series is just like the Crest CA all transistor based, and with 1 capacitor through the whole signal path
  • an interesting power supply technology (EEEngine) which seems to be promising in terms of total power consumption and dissipated (= wasted); this translates into less heat generated.

Here is a shot of the internals

P7000S Internal

I haven’t had yet the chance to do a listening test and compare it to both the CA6 and the CC4000,but found some time to put it under a small bench; as usual I used my 8 2Ohm 50W resistors to build up a stereo 8Ohm load of 200W, which is capable of handling up to 1000W with a duty cycle of 5 (1s on 5 off). I then connected a small power distributor to the wall plug with 5m of 3×2.5mm2 cable and powered the unit, which has a 2m supply cable, quite small in my opinion; it’s a 3×0.75mm2 unit and maybe could “eat” some watts (read my CC4000 review for details). Maybe I’ll come back later on this.

With the usual 3s on and 15s off @100Hz the P7000S clipped @675W/8Ohm, with the meter reading 73.5V RMS, the clip leds starting to light up and the wave figure like below

100Hz full power

The amplifier well met it’s specifications, which state 650W RMS for the EU version; yes the EU version (230V) seems to loose almost 50W compared to the other, and looking at the schematic this is due to a couple of inductors put in series on the main supply, which role sincerely is not so clear to me, even if on a forum i read that it should act like a PFC circuit, but PFC is something that is a little more complicated than a simple pair of inductors.

Supported by a video I saw on the net of a modded P7000S, and by a check on the schematic which confirmed me that their removal would produce only gains, I decided to disconnect the terminals of the coils and to put in place a jumper built with some cm of cable and a couple of faston; the non EU version have a jumper built on the board but it is the same.

I tested it again and got back around 740W 8Ohm, with the meter reading 77V RMS and the clip leds flashing lightly

100Hz full power no coils

As You can see the wave is still clean and this is very good; it seems that the removal of the coils not only give more power (65W) but also seems to present a better supply line to the switching modules and finally to the amps.

I then repeated the test @50Hz and the results were the same, if not slightly better (few mV more).

50Hz full power no coils

I currently do not have enough resistors to build  a proper 4Ohm load, so I cannot test such a high power unit without the risk of destroying the resistors, but I can test a 4Ohm bridge configuration with some safety margin; for this amplifier the sheet only report the bridge power for 4Ohm loads (2Ohm stereo) for 20ms peaks, and my objective was to have a unit which, when  bridged @4Ohm, just meet the RMS specs of my CA6 (currently 1650W) with some margin; so when used together they will deliver around 3200/3300W, and most important without pushing hard the amps to the limits; currently with the CA6 driving 2 bass units and with 2 satellites there is a very good sound balance, so with the whole 4+4 configuration the same balance will guaranteed, and also with a reasonable little margin to play a little harder when needed.

Given this I tried some tests with the bridged configuration @4Ohm and finally decided to stop at around 2350W RMS, that is 97V RMS; the two coils are still disconnected.

4Ohm bridged

This is more than enough form me, and the good thing is  that no breaker or other form of protection/limiting was kicking in; just remember that the CC4000 was triggering it’s circuit braker at around 2100W when bridged @4Ohm, so that I had to reduce the cycle to 1s on in order to be able to reach higher power levels.

As usual I also do some tests at higher frequencies to check for the absence of wave artifacts due to missconfigured idle current (higher distortion) or power supply residual; this time I was also curious about the behavior of the EEEngine.

This is the 10KHz wave at 2.83V RMS

2.83V @10K

And this is the same 10KHz wave at 80VPP (28.2RMS, 100W/8Ohm).

They are both clean; I then repeated the tests at 15Khz and the figures didn’t change, very clean the same.

I will order in the next days an additional resistors set in order to build a reliable 4Ohm load and will come back with the results under that load; moreover i think I will play around with the power chord.

Update on 08/12/2015

Today I replaced the power chord with a piece pf 3×2.5mmq cable, like You can see in this photo compared to the original.

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The results were almost the same, with the amplifier delivering 77.7V RMS @8Ohm (755W/8Ohm) at the onset of the clipping, confirming that the P7000S ,and also the P5000S I think, has a minimal sort of “regulation” for small undervoltage; the voltage at the board connectors was around 227V while with the original power chord it was around 222/223V.

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Here are some additional readings of this amplifier taken from the power box I use, just to get an idea of its power consumption

This is the at idle with no other equipment connected to the power box: 60VA

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This is at100W RMS @8Ohm both channels, with a total of additional 200VA used by a lamp, scope, pc and mixer; so around 470VA absorbed

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This is at 200W RMS @8Ohm both channels; around 800VA used

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And this is at full power @8Omh both channels: a total of around 1900VA for 1500W on the load

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My Crest Audio CA6 amp

Pubblicato: 25 giugno 2013 in Elettronica, Musica
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A review with some measured data and some modifications to further better this amazing mid-power Pro Amp

I’ve been always fascinated by this line of Pro power amplifiers of the famous brand of Meridian, Mississippi, for several reasons, among which I count

  • Modular construction, there is almost one board for each section: input & and gain, pre/driver & protection, output stage, power supply.
  • “All Transistor” construction, excluding the input like in many Hi-Fi amps, which gives this series a superior sound quality; this is almost an Hi-Fi like amp, and the version with the output binding posts is considered such this way. Moreover there is only 1 ( I say 1) polypropylene capacitor in series with the signal… (I’ll show You later)
  • It uses and advanced (= well engineered ) Modulated Class H output stage, which exhibits no glitches at high frequency during rail switching, also without using RC networks across the switching diode; I simulated the whole circuit with LTSpice and there is always a clean wave and a perfect switch also at 20Khz.
  • Triple Emitter Follower output configuration with a total of 12 output transistors for each channel; this translates into better behavior on lower loads and less distortion, and more reliable operating conditions due to a great number of devices compared to other brands for the same rating, which use typically 8.

(altro…)

Italiano 

Sometime ago, in this article (sorry still not in English), i described how nowadays the use of class G (or class H modulated) amplifiers for Hi-Fi installations could be a valid solution, also considering performances not only efficiency in terms of less current drawn from the mains and less dissipated power and finally heat. Modern components and some technical tricks allow to have a very smooth transition between rails, so that it is almost invisible at the scope as well; I would like to remember that, based on the IEC specifications for musical signals, above 5Khz we have only 4,5% of the total power

distribuzione potenza

It will be very difficult for a class G amplifier working on the whole audio band the use of the higher supply voltage, so the possible problem of visible “glitches” on the waveforms does not arise.

Given this, looking at Douglas Self publications and browsing among some PRO amplifier schemas, I designed a small class G amplifier, which I thought to use in my HT setup, undecided between 5 mono units and a 5 channel one, even if I was not able to build them yet.

Here is the schema, like i put in LTSpice for simulation

It is a classic “mirror” topology with double differential input and double voltage amplifier stage (VAS), in an Emitter Follower configuration; also the output stage is an Emiter-Follower. So basically we have a classical and very well tested schema, capable to give very good distortion figures. The two supply voltages are 22/44 but we can use up to 25/50 without shatter the 2Ohm behavior.

The input stage uses the 2N5401/2N5550 pair, the same for the first VAS transistor, but we can use also the MPSA06/MPSA56, or others with the same pin layout. I used the BC547B/BC557B in the current mirrors, just keep in mind that changing the transistor here will change the associated VBE and finally the current that will flow at idle in the VAS: in that case some resistors will need to be changed to revert to the current schema values.

The input stage is biased at around 2.4mA per side and the VAS at around 7mA; each output stage transistor is biased at 30mA (but obviously You can change it); due to the high working current of the input stage it is highly degenerated with the 4 resistors marked {Rdeg}, which I set to 220Ohm. The remaining of the compensation is given by the to 68pF capacitors around the VAS.

Let’s take now a look at the output stage: the part working with the lower supply is a standard Emitter Follower with the MJE15034/MJE15035 as driver and the recent NJW1302/NJW3281 pair, basically another version of the famous MJL1302A/MJL3281A, but in a TO218 (TO3P) package instead of the TO264; it is possible to use whichever model in that case. On the PCB I’m working on I’m using a TO218 case, but we can use also the TO247 one which has almost about the same dimensions: the MJW1302/MJW3281 use that case (I have several of them).

The part of the output working with the higher supply is built with the same approach (E-F), but is configured to receive the required voltage swing to be activated. Unlike the old article, where the outer stage point of activation is given by a Zener in the bias chain (between the VAS and the VBE multiplier), in this schema I’m using the “bootstrapping” technique.

Basically the output voltage is connected to the higher supply rail by means of a zener biased by a resistor connected to that rail; the signal between the zener and the resistor is sent, through a diode, to the driver of the outer section, allowing it to start conduct before the output meet the lower supply. At this point the diode in series with the lower supply shut off and only the higher supply rail is modulated to the load. this stage is marked on the schema with “POS STEP” (“NEG STEP”  for the negative side) together with a filter built on a 8.2KOhm resistor and two 150pF capacitors, which allow for an additional smooth transition with the rails at higher frequency: this filter is reported also on Patent #5387876.

The bootstrapping approach, instead of the one with the zener in the bias chain, allows to have a higher output voltage (and thus more power) because no additional V are lost before the output stage.

This is the 20Khz sin wave simulated with a 4Ohm load near the maximum power

As You can see no “glitches” are present; on the second wave You can note a sort of bulge on the red data, which is a little anticipated voltage switch with smoother transition; on the first wave it is not visible but I’m pretty sure this is a limit of the simulation software. Going down with the frequency this bulge become less visible till vanish at around  10KHz, where the switch of the diode is not able to produce artifacts on the output signal; furthermore the better is the Shottky diode  used the better is the switching behavior.

On the box over the waves You can see how the switched (sorry modulated 🙂 ) supply voltage is around 2.3V over the output signal; we could try to further “mask” the switch off behavior of the diode by increasing this difference. In the schema I used the 5,6V 3W 1N5919B zener, so due to its power rating we could increase its bias, or replace with for example the BZX84C6V2L and reducing the current in order to not go over its specification; using a 10KOhm resistor with the BZX the supply voltage settle to around 4V over the output. Do not set this difference too high because You will lower the overall efficiency. i the PRO world for example, where the rails are at least 45/90, tipical values are from 9V to 12V.

In the following two images we can see the comparison, in term of dissipated power and efficiency, between this class G amplifier and the same configured as a class B one, using only the higher supply voltage and continuing to use the whole 8 output power transistor. I set the total bias of the two schemas to be the same, so giving 60mA each output to the class G and 30mA each to the class B. the graphs were simulated using a 1Khz sin wave over an 8Ohm load.

Disspated power

Efficiency

A remarkable difference, particularly at levels of average usage.

Let’s now see the differences with a real musical program: here LTSpice helps with its capability to load wave files as input signal; for this test I used 16s of the refrain of Lady Gaga “Poker Face” (where she starts with “Can’t read my, Can’t read my…”)

Class G

pout: AVG((v(out))*i(rout))=21.3676 FROM 0 TO 16
pdiss: AVG(((v(vpos)-v(vtrout))*ic(q24)*4)+((v(vl+)-v(vtrin))*ic(q19)*4))=18.5003 FROM 0 TO 16

Class B

pout: AVG((v(out))*i(rout))=21.3662 FROM 0 TO 16
pdiss: AVG((v(vpos)-v(vtrin))*ic(q24)*8)=36.2656 FROM 0 TO 16

We can see how the dissipated power of the class G is almost half that of class B; the difference is even higher for programs with higher dynamic excursion (like i verified with “Time” contained in the GOLD CD version of “Dark Side Of The Moon”).

A stereo module built on this circuit can be put inside a case like this http://www.modushop.biz/ecommerce/cat066.php?n=1 using an heatsink 30cm long, 4cm high and with fins of 3cm.

The main issue here is the power transformer, which should be difficult to find in order to be fitted in a 40mm case, due also to the fact the a good level of VA is required to correctly drive loads below 8Ohm.

I asked Canterbury Windings a couple of 160VA transformers with GOSS band and electrostatic screen between the primary ad the secondaries, with a total height of 38mm. This transformer has also been inserted in the available products and its model is

Type: TM155A

Continuous power rating: 160VA
Primary: 230V @ 50Hz
Electrostatic screen
Secondaries: 4 x 16.5V @ 2.42A rms
GOSS band
Dimensions: approx 136x38mm
Mounting: M8 x 30mm bush in a potted centre
Extended lead time on this item

 

At that time Terry told me that without the electrostatic screen some further VAs could be gained for the same dimension.

In the meanwhile I’m working to a PCB for a stereo module, with power supply included, separate bridge rectifiers and supply capacitor for each channel.

Un po’ di tempo fa, in questo articolo, ho descritto come ormai l’impiego dei finali in classe G (o H modulata) in campo Hi-Fi possa considerarsi una soluzione adeguata anche considerando le performance, oltre che dal punto di vista dell’efficienza, sia come risparmio di corrente assorbita che come risparmio nella potenza dissipata e quindi calore generato. I moderni componenti disponibili e alcuni accorgimenti tecnici rendono lo switch tra una tensione e l’altra praticamente inavvertibile sulla forma d’onda anche alle frequenze più elevate; mi preme ricordare che in base alle specifiche IEC, per quanto riguarda un programma musicale, oltre i 5Khz rimane circa il 4,5% della potenza

distribuzione potenza

quindi risulterà molto difficile per un amplificatore in classe G che opera su tutta la banda utilizzare la tensione di alimentazione più alta, quindi l’eventuale problema di “glitches” presenti sulla forma d’onda non si pone.

Detto questo sfruttando le publicazioni di Douglas Self e curiosando tra alcuni schemi di finali professionale reperibili in rete, ho disegnato un piccolo finale in classe G, che avevo inizialmente previsto di utilizzare nel mio impianto HT, indeciso tra 5 componenti mono oppure un modulo a 5 canali, ma che non sono ancora riuscito a realizzare.

Di seguito lo schema, così come è stato inserito in LTSpice per la simulazione

image

Si tratta di una classica configurazione “mirror” con doppio differenziale d’ingresso e doppio amplificatore in tensione (VAS) in configurazione emitter follower; anche lo stadio d’uscita è un tipico emitter-follower. Quindi di base abbiamo di fronte uno schema abbastanza standard e collaudato, ma che è in grado di fornire ottime performance dal punto di vista della distorsione. Le due tensioni di alimentazione sono 22/44 ma ci si può tranquillamente spingere fino a 25/50 senza pregiudicare il funzionamento su 2Ohm, se  per caso si pensa di usare questo carico.

il differenziale di ingresso usa la coppia 2N5401/2N5550, cosi come il primo transistor del VAS, ma si possono usare indifferentemente anche gli MPS06/MPSA56 o altri dalla piedinatura identica; per lo specchio di corrente (current mirror) ho usato i BC547B/BC557B, tenete solo presente che cambiando transistor cambia la tensione VBE e quindi di conseguenza la corrente che scorrerà nel VAS, per cui sarà necessario modificare il valori di alcune resistenze. Ricordatevi che i transistor BC hanno la piedinatura invertita rispetto agli MPSA e 2N…

Per quanto riguarda la corrente di lavoro lo stadio di ingresso è polarizzato a circa 2.4mA per ramo mentre il VAS a circa 7mA per ramo; i finali invece operano con una corrente di riposo di circa 30mA (nulla vieta di cambiarla). Data l’elevata corrente di lavoro dello stadio di ingresso lo stesso è fortemente degenerato dalle 4 resistenze chiamate {Rdeg} il cui valore è 220Ohm, al fine di mantenere la stabilità di funzionamento; il resto della compensazione è fornito dal doppio condensatore da 68pF presente nel VAS.

Vediamo ora il funzionamento dello stadio finale: la parte che lavora alla tensione più bassa è un normale emitter follower, con gli MJE15034/MJE15035 come driver e i recenti NJW1302/NJW3281, praticamente una versione riveduta degli MJL1302/MJL3281 nel contenitore TO218 invece che nel TO264, ma praticamente è possibile usare qualsiasi modello disponibile in tale contenitore. Nel PCB che sto preparando ho previsto finali in contenitore TO218 (come gli NJW e simili) oppure TO247 che ha praticamente la stessa dimensione; tra i transistor in TO247 ci sono gli MJW1302/MJW3281.

La parte che lavora alla tensione superiore è fatta allo stesso modo, ma configurata per ricevere il necessario swing di tensione al fine di attivarsi; a differenza del precedente articolo, dove in sostanza la polarizzazione dello stadio a tensione più elevata avviene tramite degli Zener nella catena di bias del finale (tra i due transitor del VAS), nello schema descritto qui ho adottato la cosiddetta tecnica di “bootstrapping”.

In sostanza l’uscita dell’ampli è collegata alla tensione più alta tramite uno zener polarizzato da una resistenza; il segnale presente tra la resistenza e lo zener vine inviato, tramite un diodo, al driver dello stadio ad tensione più elevata, facendolo entrare in conduzione qualche V prima che l’uscita raggiunga la tensione di alimentazione più bassa. A questo punto il diodo in serie alla tensione più bassa viene “spento” e sul carico fluisce solo la tensione più alta. Questo stadio è racchiuso nel riquadro “POS STEP” (“NEG STEP” per il ramo negativo), unitamente ad un filtro composto dalla resistenza da 8.2K e dai due condensatori da 150pF, che rendono ancora più morbido lo switch tra le due tensioni alle frequenze più alte; in realtà questo filtro è citato anche nel Patent N. 5387876.

Il meccanismo di bootstrapping rispetto a quello visto nell’altro articolo permette di avere a disposizione una maggiore tensione in uscita (e quindi maggiore potenza) in quanto non si perdono i Volts di caduta sugli zener nel VAS + circuito di polarizzazione dei finali.

Questa è la sinusoide simulata a 20Khz su un carico di 4Ohm in prossimità della massima potenza d’uscita

image

Come si può vedere la sinusoide non presenta “glithces”; sulla seconda semionda è presente un leggero rigonfiamento che causa una sorta di anticipo nel cambio di tensione, rendendolo ancora più morbido. Sulla prima semionda tale rigonfiamento non è presente, ma sono sicuro che si tratta di un limite del software di simulazione. Scendendo con la frequenza il rigonfiamento si riduce progressivamente fino a sparire del tutto a quelle frequenze (<10Khz) dove lo switch del diodo presente sulla tensione più bassa non è più percepibile sulla forma d’onda anche senza l’uso del filtro citato sopra

Nel riquadro si nota come la tensione di alimentazione sia poco più di 2V al di sopra di quella di uscita. Volendo migliorare ulteriorimente il comportamento durante il cambio di tensione i potrebbe adottare uno zener di valore nominare più alto, perdendo un po’ in termini di efficienza; nel mio schema ho usato un 1N5919B da 5,6V 3W, per il quale aumentando la polarizzazione si può ottenere un’ulteriore innalzamento della tensione al di sopra di quella di uscita.

Nei due grafici seguenti vediamo il confronto in termini di efficienza e potenza dissipata del finale in oggetto confrontato con un finale in classe B, ottenuto praticamente dal primo togliendo l’alimentazione più bassa, connettendo gli otto transistor finali (4 per ramo) in modo classico, e regolando il bias totale per farlo coincidere con quello del finale in classe G, dove in assenza di segnale lavorano praticamente solo 4 transistor invece che 8. I grafici sono stati simulati con segnale sinusoidale ad 1KHz su carico di 8Ohm.

Potenza dissipata

image

Efficienza

image

Una notevole differenza, soprattutto nella zona che corrisponde all’utilizzo medio.

Vediamo ora le differenze con un programma musicale: qui ci viene in aiuto LTSpice che permette di specificare in input un file .WAV. Per questo test ho usato 16s di ritornello di Poker Face di Lady Gaga

Classe G

pout: AVG((v(out))*i(rout))=21.3676 FROM 0 TO 16
pdiss: AVG(((v(vpos)-v(vtrout))*ic(q24)*4)+((v(vl+)-v(vtrin))*ic(q19)*4))=18.5003 FROM 0 TO 16

Classe B

pout: AVG((v(out))*i(rout))=21.3662 FROM 0 TO 16
pdiss: AVG((v(vpos)-v(vtrin))*ic(q24)*8)=36.2656 FROM 0 TO 16

Abbiamo quindi una dissipazione ridotta a metà a parità di potenza erogata; se prendiamo poi un brano con una dinamica maggiore il divario è ancora più evidente.

Un modulo stereo che utilizza questo circuito può essere tranquillamente inserito in un contenitore di questo tipo http://www.modushop.biz/ecommerce/cat066.php?n=1 utilizzando un dissipatore lungo 300mm, alto 40mm (la massima altezza interna disponibile) e con le alette profonde 30mm.

Il problema principale rimane il trasformatore, che dovendo avere comunque una potenza adeguata per gestire al meglio i moduli più bassi, risulta di difficile costruzione; io mi ero fatto costruire da Canterbury Windings due trasformatori da 160VA l’uno con anello amagnetico esterno e schermo elettrostatico tra primario e secondari, per un’altezza totale di 38mm. il trasformatore è stato poi inserito tra i prodotti disponibili con questa sigla

Type: TM155A

Continuous power rating: 160VA
Primary: 230V @ 50Hz
Electrostatic screen
Secondaries: 4 x 16.5V @ 2.42A rms
GOSS band
Dimensions: approx 136x38mm
Mounting: M8 x 30mm bush in a potted centre
Extended lead time on this item

 

Terry all’epoca mi aveva detto che rinunciando allo schermo elettrostatico si possono ottenere un po’ di VA in più.

Nel frattempo sto completanto anche il PCB per un modulo stereo completo di alimentatore

Ita 

With some real measures…

I recently bought the EPX4000 to drive my two bass unit built on the CIARE HW380 woofer (yes, it is a “home” component), which specifications are 300W RMS and 500W max; some month before I bought an EPQ2000 to drive an old CIARE PW322, a 12” unit.

These amplifiers belong to a recent line of “traditional” amplifies, with the only difference the the EPQ does not provide 2Ohm stereo and 4Ohm bridge working condition, and they represent the highest model of their series; basically they are the last two lines of “analog” amplifier while the latest is the iNuke one, based on digital amplifiers (which I don’t like).

Before going to the datails of the two amplifiers, particularly to the EPX4000, I would like to comment a little the way Behringer uses to declare the power ratings since some time, which is the result of my experience on less recent models (EP2000) and on discussions with their technical support; first of all I was told that they mean “ideal” test conditions, from which I though they refer to stabilized 230V (in Europe). Second, some models show declarations like “XOhm per channel, stereo” and in this case, confirmed by the tech support, it means max power in stereo configuration with 1 channel driven; to be honest I found myself a little bit disappointed for the EPQ2000.

That being said here are the specifications of the two amplifiers:

image

image

As we can see the EPX4000 is declared for 530W @8Ohm with both channels driven; within a little we will see that this is too optimistic. Going back in time we can see that for the old EP1500 the specifications were in line with the real measures, as explainer in this test. Same thing for the EP2500 tested on the same pages. With later model instead, like the EP2000 I had, Behringer began to drift with the RMS power ratings, and today we can consider a 20% less for model like the EPQ (“XOhm per channel, stereo”) and around 15% les for models like the EPX (“Stereo, both channels driven”). So, when I bought the EPX4000, mindful of the previous experience with the EPQ, I was thinking to an amplifier of about 450W @Ohm compared to the 530W @8Ohm of the specifications.

That said, I can confirm that both models are well made, even if they use electronic components of poor quality for the capacitors (DECON or XUNDA) and fair for the ICs (JRC4580, also used in the Crest CPX); on the other hand the QSCs, which the Behringer seem copy of, use ELNA capacitors and the famous and reliable NE5532. with a minimum expense and a little work with a soldering iron the supply capacitors and the ICs could be replaced, with a consistent quality gain; but this is another story … or another blog 🙂

Here are some images of the internals of the EPX4000

This confirms that the EPX4000 is simply a “renamed” EPX3000, and also the specifications are the same; You can see also an EPX2000 mark (now EPX2800).

1

This is the detail of the supply voltages, 65V/100V, which are values with no load; they are almost the same values as the QSC CX-702 and DCA-2422, which are declared for 425W @8Ohm and 700W @4Ohm (keep in mind this values). The EPQ2000 values are 55V/85V ( @idle we have 55V/95V, probably under load the higher one lose about 10V), but I didn’t find an equivalent schema on the QSC site; considering the dimensions and the specifications it could compare to the GX series.

2

These are the capacitors on the high voltage supply, 4x2200uF in series two by two, like on many QSC, while the EPQ2000 has only 2x1500uF.

3

This is the detail of the supply capacitors of the 65V/100V lines: a total of 16x470uF capacitors while the QSC CX and DCA have 20, but considering the working frequency of the supply the “drive” capacity should be minimum. I imagine what could happen replacing them with some very low impedance PANASONIC … 🙂

4

Last, the detail of the cooling tunnel, a little smaller on the exit probably to compensate the lower air velocity at that position

5

After this inspection, I did the same day I bought it, I connected the EPX4000 to my scope and each exit to an 8Ohm load built with 4 2Ohm/50W aluminum  resistors, fixed to a heatsink with mounting grease; they count for 200W (each channel), but based on their specifications for a “duty cycle” of 5s (on/of) each package can handle till 1000W. During my tests with sin waves I use a 5s On and 10s Off cycle, so the real limits are a bit higher.

Here are some data I measured; with a 100Hz sin wave (it’s to easy to test @1Khz !) the EPX4000 shows the first clipping signs @59.5V with an 8Ohm load, which is 442W, and this come back to the 425W@8Ohm of the QSCs cited before; this is also the maximum voltage the limiter allow to deliver with the 8Ohm load. A little after I found that during the tests my wife was using a hairdryer … to further confirm the “real condition” operation 🙂

With a 4Ohm load clipping happens @54V, which translates into 730W; this is a further confirmation of the likeness with the specifications of the CX-702 and DCA-2422.

Considering the measured data and the above considerations the EPX4000 seems to ma a good “value for money”: I paid it 325€ here in Milan.

I write also the  8Ohm power which I measured sometime before on the EPQ2000: at the first sign of clipping it delivers 55.5V RMS which translates into 385W vs the 500W declared, but remember how the specifications are;by the way You can now take the EPQ2000 home with around 250€ and because I expect around 550W @4Ohm practically with around 500€, if you don’t have size problems, you can build a stereo amplifier of more than 1000W @8Ohm (using them in bridge mode), but remember to use it only with 8Ohm loads. The same is true for the EPX4000… around 700€ to have the equivalent of a stereo amplifier of more than 1400W @8Ohm (bridge mode), with the option of use it @4Ohm.

I’ll try to update this blog in the future with the 2Ohm test for the EPX4000 and the 4Ohm one for the EPQ2000, in order to complete also the figure of the bridged power.

Let’s see now a small negative note shared by the two amplifiers, which I found while they were under the scope; they are almost without polarization or with too few, and for sure also other model of the same series, the “old” EP and several amplifiers of other brands (except the Crest CPX, the Peavey PV and for sure other models of the same group). This comes to a consistent  crossover distortion as well as high levels of THD at high frequencies.

This is a 15Khz 2,83V RMS @8Ohm taken on the EPQ2000, and the one on the EPX4000 is almost identical; we can see a consistent crossover  distortion.

To confirm this, if we look at the following image, taken from the test of the old EP1500

we can see that at higher frequencies due to the poor polarization the distortion is very high, around 2%; the same happens for the EP2500, which delivers only 260W @8Ohm with 0.1% TDD compared to the 450W at 1Khz and 100Hz.

If we look at the Peavey PV2600 tested on another site (identical to the CREST CPX2600) we note how low is the THD at high frequencies, due to proper polarization.

image

Given this, once opened the EPQ2000 I found the bias trimmer of the output stage, and with a tester connected to one of the output stage resistors I set the trimmer in order to have a minimal polarization (few mA); the result is the following image where the crossover distortion has gone away.

I  currently made this change only on the EPQ2000, while the EPX4000 is still unchanged. Everyone with a minimal practice can try this operation and set a minimal bias current to better in a consistent way the THD figure at high frequencies of these amplifiers, few mV, between 3 and 5, are enough; remember that these are not the only PRO amplifiers suffering of this small “defect”.

And … sorry for my English.

Update on 29-Dec-2012

As stated before today I tested the EPQ2000 in bridge mode @8Ohm, using the same method as above, so 5s On and 10s Off; the RMS voltage reached by each side (so 4Ohm stereo equivalent) at the clipping has been 45,5V, a total of 91V RMS, which translates into a little more than 1030W RMS @8Ohm (around 515W/4Ohm stereo).

The strange thing i noticed during the test was the fact that the RMS voltage dropped to 87/86V (940W/920W) after a couple of seconds.

Update on  01-Jan-2013

After having done a re-cabling of the power string on the rack, as I wrote on the Crest CC4000 article, which allowed to me to gain some W, I tested again the EPQ2000 in bridge mode @ 8Ohm, and I got interesting results

WP_000156_thumb[8]

As You can see clipping happens at 98.6V RMS, which translates into 1215W; with the limiter on the RMS voltage does not go over 96.5V RMS (around 1165W) practically around 10% more power than before and the most important thing was the the RMS voltage didn’t  drop as before after 2s.

The main voltage dropped from 238V to 232V