Un po’ di tempo fa, in questo articolo, ho descritto come ormai l’impiego dei finali in classe G (o H modulata) in campo Hi-Fi possa considerarsi una soluzione adeguata anche considerando le performance, oltre che dal punto di vista dell’efficienza, sia come risparmio di corrente assorbita che come risparmio nella potenza dissipata e quindi calore generato. I moderni componenti disponibili e alcuni accorgimenti tecnici rendono lo switch tra una tensione e l’altra praticamente inavvertibile sulla forma d’onda anche alle frequenze più elevate; mi preme ricordare che in base alle specifiche IEC, per quanto riguarda un programma musicale, oltre i 5Khz rimane circa il 4,5% della potenza
quindi risulterà molto difficile per un amplificatore in classe G che opera su tutta la banda utilizzare la tensione di alimentazione più alta, quindi l’eventuale problema di “glitches” presenti sulla forma d’onda non si pone.
Detto questo sfruttando le publicazioni di Douglas Self e curiosando tra alcuni schemi di finali professionale reperibili in rete, ho disegnato un piccolo finale in classe G, che avevo inizialmente previsto di utilizzare nel mio impianto HT, indeciso tra 5 componenti mono oppure un modulo a 5 canali, ma che non sono ancora riuscito a realizzare.
Di seguito lo schema, così come è stato inserito in LTSpice per la simulazione
Si tratta di una classica configurazione “mirror” con doppio differenziale d’ingresso e doppio amplificatore in tensione (VAS) in configurazione emitter follower; anche lo stadio d’uscita è un tipico emitter-follower. Quindi di base abbiamo di fronte uno schema abbastanza standard e collaudato, ma che è in grado di fornire ottime performance dal punto di vista della distorsione. Le due tensioni di alimentazione sono 22/44 ma ci si può tranquillamente spingere fino a 25/50 senza pregiudicare il funzionamento su 2Ohm, se per caso si pensa di usare questo carico.
il differenziale di ingresso usa la coppia 2N5401/2N5550, cosi come il primo transistor del VAS, ma si possono usare indifferentemente anche gli MPS06/MPSA56 o altri dalla piedinatura identica; per lo specchio di corrente (current mirror) ho usato i BC547B/BC557B, tenete solo presente che cambiando transistor cambia la tensione VBE e quindi di conseguenza la corrente che scorrerà nel VAS, per cui sarà necessario modificare il valori di alcune resistenze. Ricordatevi che i transistor BC hanno la piedinatura invertita rispetto agli MPSA e 2N…
Per quanto riguarda la corrente di lavoro lo stadio di ingresso è polarizzato a circa 2.4mA per ramo mentre il VAS a circa 7mA per ramo; i finali invece operano con una corrente di riposo di circa 30mA (nulla vieta di cambiarla). Data l’elevata corrente di lavoro dello stadio di ingresso lo stesso è fortemente degenerato dalle 4 resistenze chiamate {Rdeg} il cui valore è 220Ohm, al fine di mantenere la stabilità di funzionamento; il resto della compensazione è fornito dal doppio condensatore da 68pF presente nel VAS.
Vediamo ora il funzionamento dello stadio finale: la parte che lavora alla tensione più bassa è un normale emitter follower, con gli MJE15034/MJE15035 come driver e i recenti NJW1302/NJW3281, praticamente una versione riveduta degli MJL1302/MJL3281 nel contenitore TO218 invece che nel TO264, ma praticamente è possibile usare qualsiasi modello disponibile in tale contenitore. Nel PCB che sto preparando ho previsto finali in contenitore TO218 (come gli NJW e simili) oppure TO247 che ha praticamente la stessa dimensione; tra i transistor in TO247 ci sono gli MJW1302/MJW3281.
La parte che lavora alla tensione superiore è fatta allo stesso modo, ma configurata per ricevere il necessario swing di tensione al fine di attivarsi; a differenza del precedente articolo, dove in sostanza la polarizzazione dello stadio a tensione più elevata avviene tramite degli Zener nella catena di bias del finale (tra i due transitor del VAS), nello schema descritto qui ho adottato la cosiddetta tecnica di “bootstrapping”.
In sostanza l’uscita dell’ampli è collegata alla tensione più alta tramite uno zener polarizzato da una resistenza; il segnale presente tra la resistenza e lo zener vine inviato, tramite un diodo, al driver dello stadio ad tensione più elevata, facendolo entrare in conduzione qualche V prima che l’uscita raggiunga la tensione di alimentazione più bassa. A questo punto il diodo in serie alla tensione più bassa viene “spento” e sul carico fluisce solo la tensione più alta. Questo stadio è racchiuso nel riquadro “POS STEP” (“NEG STEP” per il ramo negativo), unitamente ad un filtro composto dalla resistenza da 8.2K e dai due condensatori da 150pF, che rendono ancora più morbido lo switch tra le due tensioni alle frequenze più alte; in realtà questo filtro è citato anche nel Patent N. 5387876.
Il meccanismo di bootstrapping rispetto a quello visto nell’altro articolo permette di avere a disposizione una maggiore tensione in uscita (e quindi maggiore potenza) in quanto non si perdono i Volts di caduta sugli zener nel VAS + circuito di polarizzazione dei finali.
Questa è la sinusoide simulata a 20Khz su un carico di 4Ohm in prossimità della massima potenza d’uscita
Come si può vedere la sinusoide non presenta “glithces”; sulla seconda semionda è presente un leggero rigonfiamento che causa una sorta di anticipo nel cambio di tensione, rendendolo ancora più morbido. Sulla prima semionda tale rigonfiamento non è presente, ma sono sicuro che si tratta di un limite del software di simulazione. Scendendo con la frequenza il rigonfiamento si riduce progressivamente fino a sparire del tutto a quelle frequenze (<10Khz) dove lo switch del diodo presente sulla tensione più bassa non è più percepibile sulla forma d’onda anche senza l’uso del filtro citato sopra
Nel riquadro si nota come la tensione di alimentazione sia poco più di 2V al di sopra di quella di uscita. Volendo migliorare ulteriorimente il comportamento durante il cambio di tensione i potrebbe adottare uno zener di valore nominare più alto, perdendo un po’ in termini di efficienza; nel mio schema ho usato un 1N5919B da 5,6V 3W, per il quale aumentando la polarizzazione si può ottenere un’ulteriore innalzamento della tensione al di sopra di quella di uscita.
Nei due grafici seguenti vediamo il confronto in termini di efficienza e potenza dissipata del finale in oggetto confrontato con un finale in classe B, ottenuto praticamente dal primo togliendo l’alimentazione più bassa, connettendo gli otto transistor finali (4 per ramo) in modo classico, e regolando il bias totale per farlo coincidere con quello del finale in classe G, dove in assenza di segnale lavorano praticamente solo 4 transistor invece che 8. I grafici sono stati simulati con segnale sinusoidale ad 1KHz su carico di 8Ohm.
Potenza dissipata
Efficienza
Una notevole differenza, soprattutto nella zona che corrisponde all’utilizzo medio.
Vediamo ora le differenze con un programma musicale: qui ci viene in aiuto LTSpice che permette di specificare in input un file .WAV. Per questo test ho usato 16s di ritornello di Poker Face di Lady Gaga
Classe G
pout: AVG((v(out))*i(rout))=21.3676 FROM 0 TO 16
pdiss: AVG(((v(vpos)-v(vtrout))*ic(q24)*4)+((v(vl+)-v(vtrin))*ic(q19)*4))=18.5003 FROM 0 TO 16
Classe B
pout: AVG((v(out))*i(rout))=21.3662 FROM 0 TO 16
pdiss: AVG((v(vpos)-v(vtrin))*ic(q24)*8)=36.2656 FROM 0 TO 16
Abbiamo quindi una dissipazione ridotta a metà a parità di potenza erogata; se prendiamo poi un brano con una dinamica maggiore il divario è ancora più evidente.
Un modulo stereo che utilizza questo circuito può essere tranquillamente inserito in un contenitore di questo tipo http://www.modushop.biz/ecommerce/cat066.php?n=1 utilizzando un dissipatore lungo 300mm, alto 40mm (la massima altezza interna disponibile) e con le alette profonde 30mm.
Il problema principale rimane il trasformatore, che dovendo avere comunque una potenza adeguata per gestire al meglio i moduli più bassi, risulta di difficile costruzione; io mi ero fatto costruire da Canterbury Windings due trasformatori da 160VA l’uno con anello amagnetico esterno e schermo elettrostatico tra primario e secondari, per un’altezza totale di 38mm. il trasformatore è stato poi inserito tra i prodotti disponibili con questa sigla
Type: TM155A
| Continuous power rating: 160VA |
| Primary: 230V @ 50Hz |
| Electrostatic screen |
| Secondaries: 4 x 16.5V @ 2.42A rms |
| GOSS band |
| Dimensions: approx 136x38mm |
| Mounting: M8 x 30mm bush in a potted centre |
| Extended lead time on this item |
Terry all’epoca mi aveva detto che rinunciando allo schermo elettrostatico si possono ottenere un po’ di VA in più.
Nel frattempo sto completanto anche il PCB per un modulo stereo completo di alimentatore
Blog di Mauro Munzi 